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高速寬帶通信平臺中單載波頻域均衡設計與實現

作者:衛一然 朱鐵林 趙國柄時間:2020-01-16來源:電子產品世界收藏

  衛一然? 朱鐵林? 趙國柄(天津航天中為數據系統科技有限公司,天津 300475)
  摘? 要:介紹了中,的設計實現。主要是對幀同步、定時同步、載波同步、信道估計、均衡這幾個關鍵點進行闡述。該技術結合了時域均衡和多載波調制技術的優點,能有效對抗多徑信道。在以FPGA為核心的上,驗證了對對抗多徑和抵消線信道方面的作用。
  關鍵詞:單載波;;;;

本文引用地址:http://www.mzugvc.icu/article/202001/409347.htm

  0 引言

  在無線通信中由于反射徑的存在,會引起接收信號的多徑衰落。當信號傳輸速率較小,多徑產生的碼間干擾并不突出,一般用信噪比余量來對抗隨機噪聲干擾;但數據速率較高時,反射徑會產生嚴重的碼間干擾,在頻域上等效呈現頻率選擇性衰落,如不做均衡補償則無法恢復發送信號和數據。目前最常用的解決方法是以正交頻分復用(OFDM)為代表的多載波調制技術,以及采用單載波頻域均衡(SC-FDE)和時域均衡的單載波調制技術。單載波時域均衡技術通常使用復雜的多階時域均衡器對接收信號進行補償,復雜程度與多徑時延階數成正比;相比之下,OFDM多載波調制和SCFDE通過離散傅里葉變換(DFT)和逆離散傅里葉變換(IDFT),在頻域對數據進行一階均衡,復雜度與多徑時延階數的對數成正比,且離散傅里葉變換和反變換都有快速算法FFT和IFFT,因此更適合多徑時延較寬的情況[1]。
  SC-FDE與OFDM處理方式類似,具有天然的兼容性。但SC-FDE沒有采用多載波并行傳輸,故不存在OFDM系統難以解決的峰均功率比(PAPR)和子載波同步敏感等問題,對射頻和載波同步的要求更低[2-3]。因此對于多徑信道的數據傳輸,單載波頻域均衡技術是一個復雜度適中、性能優良的方案,并且該技術在已有的有線和無線通信中得到了廣泛的應用。
  1 模型

  在信號同步的基礎上,為補償多徑效應帶來的信號畸變,需要根據信道特性進一步對基帶信號做均衡處理,以減小碼間干擾的影響。本設計采用的均衡方式為SC-FDE。頻域均衡FFT點數2 048,采用MMSE均衡算法。SC-FDE的結構框圖如圖1所示[4]。

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  2 關鍵技術

  2.1 信號同步

  接收端的基帶信號與發射端存在傳播延時,為了對解調器輸出同步抽樣,必須從接收信號導出采樣值定時。而且發射機或本地載波頻率非理想也會導致載波偏移,嚴重影響系統的IQ正交性,從而導致系統性能惡化。信號同步的過程就是特征參數的估值過程。在本設計中,信號同步包括載波同步、定時同步和幀同步。所有這些特征值的推導估計都是基于特征字(UW)進行的。
  常用的UW字有Newman序列、Frank-Zadoff序列等。本設計使用的是Newman序列,Newman序列是一個復數序列,可用下式表示:

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  UW是加在傳輸信號兩端的固定數據,幀結構采用UW-2的形式,如圖2。UW一方面作為訓練序列用于信號同步,另一方面可作為數據的循環前綴,保證在多徑下數據的頻域信號是連續的,用于信道估計和均衡[5-6]。Newman序列作為UW字,一方面可利用其相關特性以很低的代價實現接收信號的同步解調,另一方面可利用時、頻域平坦的UW字估計信道的沖激響應,以及在頻域完成對信號幀的均衡。

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  2.1.1 定時同步和幀同步

  在本設計中 , 降采樣后的基帶信號采樣序列與本地Newman序列進行共軛相關,輸出相關序 列 ci(n) 。 計算間隔 1 個 U W 字 , 即 2? L 個索引的兩個關值 ci(n) 和 ci(n+2?L ) 的共軛乘積 , 即 Ci(n)=Ci(n)?Ci(n+2?L)*。
  通過搜索和跟蹤相關值共軛乘積序列 ci(n) 的相關峰,可獲得并跟蹤每個發射幀的起始位置,完成幀同步。

  定時同步同樣利用相關值共軛乘積來完成。通過ci(n) 序列相關峰前后兩個相關值的大小關系獲得定時偏差:如果靠前相關峰大于靠后相關峰,則向前調整;反之,則向后調整。產生相應的定時調整控制信息輸出給降采樣模塊,降采樣模塊根據該控制信息調整降采樣抽取的位置,兩模塊構成定時同步環路。

  2.1.2 載波同步

  載波同步也是依靠UW字進行的。根據圖2的幀結構,連續的信號幀中會周期性地出現UW字,假如存在?fc 的載波殘差,那么相距P個符號的兩個UW字可表示為

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  其中,T為符號間隔時間。 

  2個UW字序列與本地UW字的共軛相關值 c1 和 c2 分別為

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  由式(3)可知,間隔為P的相關值間存在相位差  ,根據該原理可估計出頻率偏差 ?fc 。因 此,可利用幀頭UW字位置的相關峰估計頻率偏差,完成載波捕獲和跟蹤。
  2.2 信道估計和均衡

  2.2.1 信道估計當一個信號序列在存在多徑干擾的信道中傳輸時,接收信號可以表示為發送信號和信道沖激響應的線性卷積,即

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  式中, h i(n), n=1, 2,..., M 表示信道的時域沖激響應, v i(n), n=1, 2,..., N 表示發送信號序列, wi(n) 表示信道加性噪聲[7-8]。
  對應到頻域可以表示為[7-8]

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  因此,如果已知接收信號頻域表示 Ri(k) 以及發送信號序列的頻域表示 Vi(k) 時,那么信道頻域沖激響應可以估計為:

微信截圖_20200210184740.png

  同樣,如果已知接收信號頻域表示 Ri(k) 以及信道頻域沖激響應 Hi(k) 時,發射信號序列的頻域表示可以估計為:

微信截圖_20200210184755.png

  為進一步提高噪聲條件下信道估計的準確度,本設計采用頻域信道估計結合時域濾波處理的方法。首先將由式(6)得到的頻域信道估計矢量進行逆傅立葉變換,得到時域沖激響應:

微信截圖_20200210184809.png

  再將得到的 h(k) 送入時域濾波器中進行去噪處理得到 h'(k) 。去噪處理實際是去除較小的多徑分量的過程,由于噪聲的作用,時域信道沖激響應 h(k) 有若干較小的毛刺,并不是實際的多徑,濾波去除這些毛刺,以獲得更準確的時域信道沖激響應估計:

微信截圖_20200210184824.png

  其中, hT 為濾波門限。
  最后將濾波后時域信道沖激響應進行傅立葉變化,得到頻域信道沖激響應 H'(k) ,完成整個信道估計過程。
微信截圖_20200210184838.png

  2.2.2 均衡

  實際中,由于設備的熱噪聲以及傳播環境中的隨機干擾,接收信號疊加了一定能量的噪聲。在根據式(6)估計出頻域信道沖激響應,并利用式(7)進行信號幀均衡時,常見的有迫零(ZF)均衡和最小均方誤差(MMSE)均衡兩種方式。迫零均衡是最簡單而且直觀的一種均衡方式,其處理函數可以表示為:

微信截圖_20200210184856.png

  迫零均衡雖然算法簡單,但在信號存在深頻率選擇性衰落的情況下,在深衰落點的噪聲會嚴重放大,從而導致系統的性能惡化,使均衡達不到預期目的。為了緩解在深衰落點噪聲對系統性能的影響,這里采用最小均方誤差(MMSE)均衡的算法,其處理函數可以表示為[9-10]

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  MMSE均衡與迫零均衡相比,相當于抬高了沖激響應在深衰落點處的值,從而減小了噪聲的放大倍數,降低了系統性能的惡化程度。
  3 測試

  在單位園區有多徑干擾的場景下搭建一個以Xilinx的XC7K325T為核心的高速寬帶無線通信平臺,來測試單載波頻域均衡的可行性。該通信平臺的載波頻率為1.2 GHz,符號速率為200 Mbit/s,采用QPSK調制。通過chipscope觀察均衡前后接收信號的星座圖(如圖3 和4),可以明顯看出,均衡后信號的星座匯聚成了4個點。

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  4 結語

  本文首先介紹了高速寬帶通信平臺上設計使用的單載波頻域均衡的系統模型,之后,針對實現中的幾個關鍵技術作了介紹,最后通過測試表明,該方法對于寬帶高速通信平臺是可行的。
  參考文獻

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  本文來源于科技期刊《電子產品世界》2020年第02期第84頁,歡迎您寫論文時引用,并注明出處。



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